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3. Ausführungsformen von Breitbandantennen

3.1. Stabantennen und Dipole

3.1.1. Kegelantenne

Der Wellenwiderstand eines zylinderförmigen Dipols ist entlang seiner Achse nicht konstant und nimmt nach außen hin stetig zu (s. Kapitel 1.3.6.). Die dadurch entstehenden Teilreflexionen können verhindert werden, wenn die Antennenform an den Energieniveauflächen des Dipols angepaßt wird [3]. Günstig sind dabei kegelförmige oder tropfenförmige Antennenstrukturen.

So ist bei der Doppelkegelantenne der Wellenwiderstand konstant und nur vom Öffnungswinkel 2a des Kegels abhängig [3], [6]:

(55)

Wird die Kegelantenne als Unipol über einer leitenden Ebene betrieben, so halbiert sich der Wert des Wellenwiderstandes.

Die bei tiefen Frequenzen entstehenden Feldstörungen am Kegelende kann man durch Aufsetzen eines kugelförmigen Daches reduzieren. Der Übergang vom Kegel zur Kuppel sollte möglichst fließend sein, um Stoßstellen zu vermeiden. Bild 18 zeigt die Welligkeit eines Kegels mit ebenem Dach im Vergleich zu Kegelantennen mit Ellipsoid- und Kegeldach.

Bild 18 Welligkeit von Kegelantennen

Die Welligkeit kann noch weiter verringert werden, in dem der obere Kegel einer Doppelkegelantenne durch eine runde Scheibe ersetzt wird. Dieser Antennentyp wird entsprechend Discone-Antenne [14] genannt und kann ein Eckfrequenzverhältnis von 1:8 aufweisen. Innerhalb dieses großen Frequenzbereiches sind die elektrischen Eigenschaften recht konstant. Lediglich der Erhebungswinkel nimmt mit steigender Frequenz zu.

Die Discone-Antenne kann sehr einfach und ohne Symmetrierglied mit einem Koaxial-Kabel gespeist werden, wenn es durch den feldfreien Kegelinnenraum geführt wird.

3.1.2. Gefalteter Dipol

Wird parallel zu einem Dipol ein weiterer Leiter angebracht und deren Enden miteinander verbunden, so erhält man einen Faltdipol [3], [13]. Der Abstand D der beiden Leiter darf jedoch nicht größer als ein Zehntel der Wellenlänge betragen.

Die elektrischen Eigenschaften entsprechen denen des gestreckten Dipols. Lediglich der Antenneneingangswiderstand ist um ein vielfaches höher. Bei gleichen Stabradien gilt:

(56)

Sind die Radien unterschiedlich groß, so gilt folgende Gleichung [10], [13]:

(57)

Beim Faltdipol existieren zwei verschiedene Ausbreitungsarten. Es überlagert sich eine zum zylindrischen Dipol äquivalente symmetrische Welle mit einer unsymmetrischen Welle die von der Doppelleitung des Faltdipols ausgeht. Aus dieser Gegebenheit resultiert eine höhere Bandbreite im Vergleich zum gestreckten Dipol.

Bild 19 Flacher symmetrischer Faltdipol

Wird der gespeiste Stab dicker ausgelegt (Radius r₁) als der parasitäre Stab (Radius r₂), so kann die Bandbreite weiter erhöht werden (Bild 19). Für optimales Breitbandverhalten wurden folgende Beziehungen ermittelt [3]:

(58)

Die Dipollänge muß dabei 3/10 der größten Betriebswellenlänge betragen. Ein gefalteter Dipol mit diesen Abmessungen kann ein Eckfrequenzverhältnis von 1:2 erreichen.

Im Vergleich zum gewöhnlichen Dipol tritt beim Faltdipol eine geringere Kopplung zu einem eventuell vorhandenen Reflektor auf. Selbst bei Verwendung einer ebenen Reflektorwand mit nicht allzu großer Abmessung, können die elektrischen Eigenschaften innerhalb einer Oktave konstant gehalten werden.

Bild 20 Bemessungskurven für Rhombusantennen

3.2. Abgeschlossene Langdrahtantenne

Im Kurzwellenbereich werden oft Langdrahtantennen [10], [13] verwendet. Dabei ist die Drahtlänge des Strahlers größer als eine Betriebswellenlänge und die Antenne wird mittels ihrer harmonischen Resonanzen erregt.

Um im Strahlungsdiagramm eine Vorzugsrichtung zu erhalten, kann der Strahler mit einem Lastwiderstand abgeschlossen werden (Bild 21). Solche Antennen nennt man abgeschlossene oder aperiodische Antennen. Der Wert des Abschlußwiderstandes muß reell und gleich dem Wellenwiderstand der Antenne sein. Es bilden sich dann, wie bei einer angepaßt abgeschlossenen Leitung, vom Speisepunkt in Richtung Abschlußwiderstand fortschreitende Wellen aus.

Um Abstrahlung zu erhalten, müssen die beiden Leiter (Antennendraht und Erde) so weit von einander entfernt werden, daß sich die entgegengesetzten magnetischen Felder nicht aufheben. Da die nicht abgestrahlte Energie im Abschlußwiderstand geschluckt wird und sich keine stehenden Wellen ausbilden können, ist der Eingangswiderstand weitgehend frequenzunabhängig. Er beträgt je nach Aufbauhöhe und Leiterdurchmesser 500 bis 600 W - bei Rhombusantennen sogar bis zu 800 W. Ist die Antennenlänge genügend groß (l/l₀ > 4), ändert sich auch die Richtung der Hauptkeule über einen breiten Frequenzbereich nur wenig. Es können Bandbreiten mit einem Frequenzverhältnis von 1:4 erreicht werden.

Zu den Antennentypen, die in erster Näherung eine einzelne fortschreitende Welle führen, gehören auch eine lange, in axialer Richtung strahlende Wendelantenne und ein langer, dicker linearer Leiter. Obwohl sie keine Abschlußwiderstände besitzen, verhalten sie sich in gleicher Weise wie abgeschlossene Antennen [6].

So hat ein dicker linearer Strahler eine ähnliche Stromverteilung wie ein dünner abgeschlossener linearer Leiter. Ist der Strahlerdurchmesser nicht allzu groß, dann ist auch die Strahlungscharakteristik gleichartig.

Die Resultate der fortschreitenden Welle bei linearen Leitern können auf die Wendelantenne übertragen werden, wenn man sich diese aus mehreren kurzen, linearen Segmenten zusammengesetzt denkt.

3.3. Wendelantenne

Die Wendelantenne [6] kann als Querstrahler oder als Längsstrahler angeregt werden.

Ist die Windungslänge L sehr viel kleiner gegenüber der Wellenlänge l₀, so liegt die Hauptstrahlungsrichtung in der Ebene senkrecht zur Spulenachse. Wendelantennen werden in diesem Strahlungszustand jedoch selten verwendet und sind zudem sehr schmalbandig, da sich auf der Wendel stehende Wellen ausbilden.

Wird die Windungslänge L so gewählt, daß sie in die Größenordnung einer Wellenlänge fällt, strahlt die Antenne zirkular polarisierte Wellen in Richtung der Wendelachse aus. Dazu müssen sich die abgestrahlten Felder von zwei in Achsrichtung hintereinander liegender Spulenelemente gleichphasig überlagern. Die Phasenverzögerung der Welle entlang einer Windung, vermindert um die Phasennacheilung der sich mit Lichtgeschwindigkeit zwischen den Wendelelementen ausbreitenden Raumwelle, muß daher 2p bzw. 360° ergeben.

(59)

Dabei ist S die Ganghöhe bzw. der Windungsabstand der Wendel.

Für das Breitbandverhalten der Wendelantenne ist der Verlauf der relativen Phasengeschwindigkeit von Bedeutung. Nach umstellen der Gleichung 59 erhält man:

(60)

Verwendet man den Steigungswinkel a der Wendel und den relativen Umfang

(61)

so folgt:

(62)

Der Funktionsverlauf ist in Bild 22 für drei Steigungswinkel abgebildet.

Bild 22 Abhängigkeit der Phasengeschwindigkeit vom relativen Umfang

Da C_l bei konstantem Durchmesser D der Frequenz proportional ist, gibt die Kurve gleichzeitig die Abhängigkeit der Phasengeschwindigkeit von der Frequenz an.

Wird z.B. die Frequenz erhöht, so wird auch die Phasengeschwindigkeit auf der Wendel größer. Die Phasengeschwindigkeit stellt sich also in einem größeren Frequenzbereich von selbst so ein, daß die einzelnen Windungen phasengleiche Strahlungsbeiträge liefern.

Die obere Frequenzgrenze liegt bei einer Antenne mit 3 Windungen bei C_l = 1,35 und nimmt mit zunehmender Windungszahl auf C_l = 1,0 bei 50 Windungen ab. Die untere Frequenzgrenze liegt bei C_l = 0,77 und ist unabhängig von der Windungszahl. Werden diese Grenzen überschritten, entstehen neue Wellentypen mit verschieden Phasengeschwindigkeiten.

Die Antenneneingangsimpedanz ist nur wenig frequenzabhängig und beträgt im genannten Frequenzbereich [6]

(63)

Dabei muß die Windungszahl größer 3 betragen, um genügend Strahlungsdämpfung zu erhalten.

Die Polarisation bleibt im Frequenzbereich von 1:1,8 nahezu konstant und wird mit steigender Windungszahl günstiger.

Bild 23 Funktionsbereiche einer Wendelantenne

Bild 23 zeigt die Funktionsbereiche einer Wendelantenne mit einer Windungslänge von 1,6·l bei der Mittenfrequenz. Für optimale Bandbreite sollte demnach a = 14°, S_l = 0,24 und D_l = 0,31 betragen.

3.4. Trichterantenne

Einen Trichterstrahler erhält man durch trichterförmiges Aufweiten eines Hohlleitungsrohres an dessen Ende. Durch das allmählich weiter werdende Rohr wird die Hohlleitungswelle stoßstellenfrei an den Wellenwiderstand Z_F0 des freien Raumes angepaßt. Da nur sehr geringe Reflexion auftritt und die Antennenstruktur keine Resonanzstellen besitzt, haben Trichterantennen eine Bandbreite mit einem Eckfrequenzverhältnis von 1:3 und größer.

Die untere Frequenzgrenze ist allein durch die kritische Frequenz f_c des Hohlleiters [7] festgelegt. Diese ist abhängig vom Wellentyp und von den Innenabmessungen des Hohlleiters.

Die obere Frequenzgrenze ist durch das Auftreten von Wellen höherer Ordnung bedingt. Es entstehen dann Nebenzipfel im Richtdiagramm.

Nebenzipfel entstehen ebenfalls durch den Phasenunterschied zwischen den Wellen, die an die Trichteröffnung in Achsrichtung ankommen und denen die am Trichterrand entlang ankommen. Bei einer Tricherantenne mit großem Öffnungswinkel entsteht so durch die unterschiedliche Wegstrecke eine Kugelwelle. Die Wegdifferenz sollte deshalb in der E-Ebene 0,25 × l₀ und in der H-Ebene 0,4 × l₀ nicht überschreiten [6].

Durch Anbringen von Stegen längs des Trichters kann die Bandbreite noch weiter vergrößert werden. So kann ein Eckfrequenzverhältnis von 1:6 erreicht werden. Wird ein Doppelsteg verwendet und dieser über eine Koaxial-Leitung gespeist, können Frequenzverhältnisse von 1:12 und größer erzielt werden. Die kleinste nutzbare Wellenlänge ist durch den Abstand d der beiden Stege am Speisepunkt und die größte Wellenlänge durch den Abstand D der Stege am offenen Ende des Trichters bestimmt:

(64)

(65)

Die Stege sollten einen exponentiellen Verlauf besitzen und außerhalb der Trichteröffnung nach hinten kreisförmig gebogen werden, um Reflexionen zu vermeiden.

Die durch Reflexion entstandenen Welligkeiten können durch Abgleichschrauben am Trichterhals oder durch dielektrische Platten breitbandig kompensiert werden.

Die hier beschriebenen Trichterantennen besitzen alle einen relativ konstanten Eingangswiderstand. Deren Gewinn wird jedoch mit steigender Frequenz größer und entsprechend die Halbwertsbreite des Richtdiagramms kleiner.

3.5. Spiralantenne

3.5.1. Winkelkonstante Spiralantenne

Die winkelkonstante logarithmische Spiralantenne [3], [4], [6], [8], [14], deren Geometrie die Gleichung 48 in Kapitel 2.3. beschreibt, gehört zu den frequenzunabhängigen Antennenstrukturen (Bild 24).

Bild 24 Zweiarmige Spiralantenne

Entlang der Spiralarme bildet sich eine aktive Strahlungszone aus, deren Länge proportional zur Betriebswellenlänge ist. Je länger die Arme sind, um so tiefer ist die untere Grenzfrequenz. Diese ist auch abhängig von der Armbreite und der Wickeldichte. Das Strahlungsdiagramm ist um so konstanter, je dicker die Spiralarme sind und um so dichter die Spiralanordnung ist. Da diese Parameter jeweils von einander abhängig sind, gibt es keine Optimalwerte. Lediglich für die Winkelbreite d des Spiralantennenarmes mit 90° gibt es ein Optimum; denn dann erhält man eine selbstkomplementäre Struktur. In der Praxis liegen die Werte für a zwischen 0,1 und 0,5 sowie für k zwischen 0,4 und 0,9. Die Windungszahl n liegt im Bereich zwischen 1,25 und 1,5 (Bild 25).

Bild 25 Gleichwinklige Spiralantenne

Die obere Grenzfrequenz ist von der Ausbildung der Speisestelle abhängig. Der Abstand zwischen dem Spiralzentrum und dem Spiralarmanfang muß klein gegenüber der Wellenlänge sein:

(66)

Die Spiralantenne strahlt in beiden Richtungen senkrecht zur Antennenfläche und ist zirkular polarisiert. Soll eine einseitige Richtwirkung erzielt werden, kann die Spirale auf der Oberfläche eines Kegels angebracht werden (Bild 26 und 27). Diese Antennenart wird konische logarithmische Spirale genannt.

Bild 26 Konische Spiralantenne

Bild 27 Richtdiagramm einer konischen Spiralantenne

Die Bandbreite von winkelkonstanten Spiralantennen ist sehr groß und kann ein Eckfrequenzverhältnis von 1:20 erreichen.

Die Eingangsimpedanz liegt zwischen 60 und 120 W bei der ebenen Spiralantenne und zwischen 100 und 160 W bei der konischen Spiralantenne. Sogar bei der selbstkomplementären Ausführung ist die Antenneneingangsimpedanz kleiner als der theoretische Wert von 60p W .

In der Praxis werden Spiralen mit zwei oder vier Armen verwendet, die entweder als Leiter oder als Schlitze in einer leitenden Ebene ausgebildet werden.

3.5.2. Archimedische Spiralantenne

Die archimedische Spiralantenne [3] gehört nicht zu den frequenzunabhängigen Antennenstrukturen, da sie nicht ausschließlich durch Winkel definiert ist. Die zwei Spiralarme liegen zueinander parallel und sind wie nachstehend definiert:

(67)

Nahe dem Speisepunkt sind die Ströme der beiden Spiralarme zueinander gegenphasig, und es wird nur wenig Energie abgestrahlt. Der Phasenunterschied wird um so geringer, je weiter man auf den Windungen nach außen hin fortschreitet. In dem Bereich wo der Windungsumfang etwa eine Wellenlänge entspricht, sind die benachbarten Ströme praktisch phasengleich, und die Antenne kann dort Leistung abstrahlen. Das Verhalten entspricht dem der Wendelantenne; Es kann jedoch mit der archimedischen Spiralantenne ein Eckfrequenzverhältnis von 1:10 erreicht werden. Die Eingangsimpedanz liegt bei diesem Antennentyp um 120 W.

3.6. Logarithmisch-periodische Antenne

Die logarithmisch-periodische Antenne [1], [2], [4], [5], [11], [12], [15], [16] ist aus der logarithmischen Spiralantenne entstanden. Man wollte eine linear polarisierte Struktur entwickeln, welche die gleichen guten Breitbandeigenschaften der Spiralantenne besitzt. Dazu wurden die geradlinigen Schenkel einer selbstkomplementären Dreieckflächenantenne durch eine Zahnstruktur ersetzt. Der Abstand der Zähne zueinander wurde dabei so gewählt, daß das Radienverhältnis t dieser Zähne dem Ausdehnungskoeffizienten der logarithmischen Spiralantenne entspricht (s. Kapitel 2.4.).

Die Länge und Breite von aufeinanderfolgenden Zähnen sind also jeweils um den Stufungsfaktor t < 1 kürzer. Da sich im logarithmischen Maßstab die Zahnstruktur mit der konstanten Periode ln t wiederholt, wird diese Antennenform logarithmisch-periodische Antenne genannt.

Die oben beschriebene logarithmisch-periodische Antenne wird speziell logarithmisch-periodische Kreisringsektor-Zahnantenne genannt. Das Grenzfrequenzverhältnis dieser Antenne beträgt 1:10 und die Eingangsimpedanz beläuft sich auf etwa 150 W . Sie strahlt doppelseitig senkrecht zur Antennenfläche.

Bild 28 Zweistöckige Kreisringsektor-Zahnantenne

Faltet man die beiden Strahlerhälften am Speisepunkt zweistökkig übereinander, so daß sie einen Winkel y einschließen, dann erhält man eine einseitige Strahlung in Richtung der Spitze (Bild 28). Diese Antenne strahlt also wie die konische, logarithmische Spirale in die entgegengesetzte Richtung des Speisestromes. Die Antennenimpedanz wird um so kleiner je geringer der Spreizwinkel y wird und wird größer je tiefer die Zähne ausgespart werden (Winkel b ). Er kann zwischen 100 und 170 W betragen.

Bild 29 Logarithmisch-periodische Trapez-Zahn-Antennen

Um lineare Polarisation zu erhalten, müssen die kreisförmigen Zähne durch zueinander parallel angeordnete Zähne ersetzt werden. Man erhält eine logarithmisch-periodische Trapez-Zahn-Antenne (Bild 29) deren elektrischen Eigenschaften annähernd gleich geblieben sind, aber dessen E_j-Feld parallel zu den Zähnen polarisiert ist. Bei der dazu komplementären Schlitzantenne ist das E_j-Feld entsprechend senkrecht zu den Zähnen polarisiert. Günstige Werte für den Strukturöffnungshalbwinkel a liegen bei dieser Antenne zwischen 20° und 30°.

Bild 30 Logarithmisch-periodische Dreiecks-Zahn-Antennen

Bild 31 Logarithmisch-periodische Antennentypen

Bild 32 Trapez-Zahn-Antenne für Kurzwelle

Bild 33 Speisung der Trapez-Zahn-Antenne

Die Metallflächen der logarithmisch-periodischen Antenne können durch Drahtgebilde ersetzt werden. Bei diesen Drahttypen wird dann meistens noch a = b gewählt, so daß beide Strukturhälften über je eine Speiseleitung versorgt werden (Bilder 31, 32, 33). Die logarithmisch-periodische Drahtantenne weist gegenüber der Vollmetallausführung eine geringere Eingangsimpedanz und eine etwas größere Halbwertsbreite auf.

Eine einfachere Bauweise mit geringerem Materialbedarf erhält man, wenn die trapezförmigen Zähne durch dreieckförmige Zähne ersetzt werden (Bild 30). Eine Antenne dieser Art wird logarithmisch-periodische Dreiecks-Zahn-Antenne oder logarithmisch-periodische Sägezahn-Antenne genannt. Sie besitzt eine günstigere Richtcharakteristik und einen etwa doppelt so großen Eingangswiderstand gegenüber der logarithmisch-periodischen Trapez-Zahn-Antenne.

Bei dieser Ausführung kann zudem die mittige Speiseleitung weggelassen werden, ohne daß sich die Dimensionierungs-Parameter ändern. Man erhält sodann die logarithmisch-periodische Zick-Zack-Antenne (Bild 31 Mitte).

Bild 34 Logarithmisch-periodische Dipol-Antenne

Bild 35 Log.-per. Dipol-Antenne über leitender Ebene

Bild 36 Log.-per. Dipol-Antenne für Kurzwelle

Den Antennentyp mit der größten Bedeutung stellt jedoch die logarithmisch-periodische Dipolantenne dar. Sie besteht aus einer Dipolzeile mit logarithmisch-periodischen Längen und Abständen, die über eine Zweidrahtleitung gespeist wird (Bild 34 und 36).

Die Doppelleitung wird dabei von Dipol zu Dipol gekreuzt (Kommutierung). Dadurch führen aufeinanderfolgende Dipole jeweils um 180° phasenverschobene Ströme die in Richtung kleinerer Dipole nacheilen. Durch diese Phasennacheilung ist die Strahlung zum Speisepunkt hin gerichtet, läuft also der Leitungswelle entgegen (Rückwärtswellenanregung). Um die Kreuzungen der Speiseleitung zu vermeiden, muß die Doppelleitung so angebracht werden, daß die einzelnen Dipolhälften alternierend an den einen und an den anderen Leitungszweig angeschlossen werden können (Bild 34 Oben und Bild 35).

Die Impedanz der logarithmisch-periodischen Dipolantenne ist im ganzen Betriebsfrequenzbereich konstant und kann unabhängig von der Strahlungscharakteristik zwischen 50 und 300 W eingestellt werden. Ein weiterer wichtiger Vorteil der logarithmisch-periodischen Dipolantenne ist, daß sie vollständig mathematisch berechenbar ist.

Bild 37 Logarithmisch-periodische V-Antenne

Bild 38 Verhalten der V-Antenne bei höheren Wellenmoden

Eine Weiterentwicklung der logarithmisch-periodischen Dipolantenne ist die logarithmisch-periodische V-Antenne. Bei ihr werden die Dipole an den Einspeisestellen V-förmig in Strahlungsrichtung eingeknickt (Bild 37). Dadurch werden höhere Wellenmoden angeregt, die zu größerer Bandbreite und höherem Gewinn bei gleicher Baulänge führen. Die Werte für Gewinn und Impedanz sind jedoch nicht konstant, da sie mit den jeweiligen Wellenmoden springen (Bild 38).

Bild 39 Vertikale log.-per. Dipol-Antenne

Bild 40 Bifilare log.-per. Unipol-Antenne

Bild 41 Monofilare log.-per. Unipol-Antenne

Bild 42 Log.-per. Trapez-Unipol-Antenne

Bild 43 Log.-per. Trapez-Unipol-Antenne

Bild 44 Trapez-Zahn-Antenne für zirkulare Polarisation

Von geringerer Bedeutung ist die logarithmisch-periodische Unipolantenne über einer leitenden Ebene. Es gibt von diesem Typ recht viele Ausführungsformen, die jedoch in Entwicklung und Leistung sehr kritisch sind (Bilder 39 bis 43).

Bild 45 Log.-periodische Drehkreuz-Antenne

Zum Schluß möchte ich noch die logarithmisch-periodische Drehkreuzantenne vorstellen, die ein zirkular-polarisierter Rundstrahler darstellt (Bild 45). Sie entsteht aus zwei zueinander senkrecht zusammengesetzten ebenen logarithmisch-periodischen Strukturen. Damit sich eine 90° Phasenvariation ergibt, muß hier zwischen den senkrecht zueinander stehenden Strahlern ein Abstand von bestehen.

Der Gewinn und die Richtschärfe von logarithmisch-periodischen Antennen können durch Gruppieren mehrerer identischer Strukturen erhöht werden. Die einzelnen Antennen müssen dabei so angeordnet werden, daß deren Strukturspitzen kongruieren. Sie müssen also entweder kreisringförmig nebeneinander oder aber in einem bestimmten Winkel übereinander montiert werden.

Eine breitbandige Antenne mit guten elektrischen Eigenschaften erhält man zudem, wenn eine logarithmisch-periodische Struktur als Erreger einer konventionellen Yagi-Uda-Antenne verwendet wird.

3.7. Speisung von Breitbandantennen

Ist die Antennenimpedanz Z_A nicht identisch mit dem Wellenwiderstand Z_L der Speiseleitung, so treten stehende Wellen auf. Dadurch sinkt der Wirkungsgrad, und im Sendebetrieb können Überspannungen auftreten. Um dieses zu vermeiden, muß die Antenne über den gesamten verwendeten Frequenzbereich an die Speiseleitung angepaßt sein. Bei abweichenden Wellenwiderständen muß ein Impedanzwandler zwischen Antenne und Speiseleitung geschaltet werden. Ist das eine der beiden Übertragungsglieder symmetrisch, während das andere von unsymmetrischer Form ist, so wird zusätzlich ein Symmetriewandler benötigt.

Diese Transformationsglieder sind jedoch sehr schmalbandig oder in breitbandiger Ausführung sehr aufwendig und teuer. Damit auf solche Anpassungsschaltungen verzichtet werden kann, sollte möglichst eine Antennenkonstruktion verwendet werden, deren Fußpunktwiderstand bereits dem Wellenwiderstand der Speiseleitung entspricht oder leicht auf diesen justiert werden kann.

So kann die Impedanz des Dipols weitläufig variiert werden, durch

• Änderung des Leiterdurchmessers (Gleichung 40),
• Ausführung als Halbwellen- oder Ganzwellendipol (Gleichung 37),
• Ausführung als gestreckter oder gefalteter Dipol (Gleichung 57),
• Ausführung als Leiter oder Schlitzantenne (Gleichung 46).

Bei der Kegelantenne ist die Antennenimpedanz direkt vom Öffnungswinkel abhängig (Gleichung 55), bei der Wendelantenne vom Durchmesser einer Windung (Gleichung 63).

Die Spiralantenne und die logarithmisch-periodische Dipolantenne kann über ein Koaxial-Kabel gespeist werden, ohne daß ein Symmetrierglied verwendet werden muß.

Dazu wird bei der Spiralantenne das Koaxial-Kabel, dessen Mantel abisoliert wurde, entlang eines Spiralarms aufgelötet. Um die Symmetrie der Antenne zu wahren, wird auch auf dem zweiten Spiralarm ein Koaxial-Kabel als Dummy angebracht.

Bei der logarithmisch-periodischen Dipolantenne wird das Koaxial-Kabel durch eines der Trägerrohre zum Speisepunkt geführt. Aufgrund der Rückwärtsstrahlung der Antenne ist das Speisekabel so gegen Mantelwellen abgeschirmt.

3.7.1. Frequenzgangkompensation

Antennen mit selbstkomplementärer Struktur, und viele andere der hier beschriebenen Antennentypen, weisen eine recht konstante Antennenimpedanz innerhalb eines größeren Frequenzbandes auf. Bei schmalbandigen Dipolantennen und Stabantennen mit hohem Schlankheitsgrad ändert sich jedoch der Blindwiderstand der Antennenimpedanz recht stark (s. Kapitel 2.1.1.).

Diese frequenzabhängige Blindwiderstandsänderung kann in gewissen Grenzen durch eine Kompensationsschaltung verringert werden [13]. Dazu muß diese Schaltung einen der Antenne entgegengesetzten Blindwiderstandsverlauf aufweisen. Zu den Antennenklemmen eines Halbwellendipols, der ja einen Impedanzverlauf eines Serienresonanzkreises besitzt, muß also eine Kompensationsschaltung mit dem Verhalten eines Parallelkreises zugeschaltet werden. Entsprechend kann ein Ganzwellendipol mittels eines Serienresonanzkreises im Frequenzgang kompensiert werden.

Die Kompensationsglieder können mit konzentrierten Schaltelementen oder durch l₀/2- bzw. l₀/4-Stichleitungen realisiert werden.

3.7.2. Impedanzwandler

Um einen vom Wellenwiderstand der Speiseleitung abweichenden Antenneneingangswiderstand frequenzunabhängig anzupassen, muß auf konzentrierte Schaltelemente oder l₀/4-Stichleitungen verzichten werden. Demgegenüber muß eine Transformationsleitung zwischengeschaltet werden, deren Wellenwiderstand ortsabhängig vom Eingang zum Ausgang langsam ansteigt bzw. abfällt (Bild 48). Dieses Verfahren (Taperung) funktioniert nur, wenn die Transformationsleitung lang genug und die Impedanzdifferenz nicht allzu groß ist. Für eine 2:1 Impedanzwandlung sollte die Länge l_max/2 nicht unterschreiten [12].

So wie die Trichterantenne die Leitungswelle langsam an den Freiraum-Wellenwiderstand anpaßt, wird hier die Leitungswelle allmählich an den Eingangswiderstand der jeweiligen Antenne transformiert. Analog zur Trichterantenne ist auch hier ein exponentieller Verlauf der Transformationsleitung am günstigsten.

Die Taperung kann dabei kontinuierlich oder in mehreren Stufen ausgebildet werden (Bild 49). Das Stufenintervall sollte dabei kleiner l_max/18 sein [12].

Bild 48 Exponentialleitung

Bild 49 Exponentialleitungen

3.7.3. Symmetrierglieder

Den einfachsten breitbandigen Symmetriewandler erhält man durch Aufwickeln einer symmetrischen Bandleitung auf einen Spulenkörper [10]. Die aufgewickelte Zweidrahtleitung wirkt für unsymmetrische Ströme wie eine Drossel, schwächt aber die symmetrischen Ströme nur wenig. Die Länge der Doppelleitung sollte etwa l/4 betragen und kann zwischen 1/10 l und 3/8 l schwanken.

Symmetrierglieder mit gekoppelten Spulen können so gefertigt werden, daß sie zusätzlich zur Impedanzwandlung verwendet werden können. Leichte und kleine Symmetriewandler entstehen bei Verwendung von Ringkern-Übertagern aus Ferrit [10], [13]. Sie können mit Übersetzungsverhältnissen von 1:1 bis 10:1 hergestellt werden und weisen ein Grenzfrequenzverhältnis von 1:10 auf.

Symmetrierglieder aus Spulen sind im Sendebetrieb nicht unbeschränkt belastbar. Als Behelf kann eine mittels Taperung modifizierte Koaxial-Leitung verwendet werden [12]. Dazu wird das Kabel auf einer Länge von l_max/2 diagonal aufgeschlitzt, so daß an einem Ende der Außenleiter den gleichen Durchmesser besitzt wie der Innenleiter (Bild 50).

Bild 50 Koaxial-Symmetriewandler

Bild 51 Erhebungswinkel in Abhängigkeit von der Masthöhe

3.8. Epilog zu den Breitbandantennen

In Analogie zum Schwingkreis gilt: Je breitbandiger eine Antenne ist, um so geringer ist ihre Güte und entsprechend kleiner ihr Gewinn.

Soll mangelnder Gewinn und zu geringe Richtwirkung mit Hilfe eines Reflektors verbessert werden, so wirkt sich das immer negativ auf die Bandbreite aus, da Größe und Abstand zum Strahler nur für eine Frequenz optimal sein können.

Die Breitbandeigenschaften einer Antenne können mittels Einfügen von aktiven Elementen in die Antennenstruktur erheblich verbessert werden [3].
Zu den aktiven Elementen gehören Transistoren, Tunneldioden, Varaktoren und auch gyromagnetische Stoffe wie Ferrite. Mit ihnen kann die empfangene bzw. abgestrahlte Welle verstärkt werden, eine Frequenzänderung hervorgerufen werden oder der Eingangswiderstand und die Stromverteilung verändert werden.

Wird bei Wendelantennen und logarithmisch-periodischen Antennen die Frequenz variiert, so wandert auch das Phasenzentrum entlang der Antennenstruktur.
Dieses muß im Mikrowellenbereich beachtet werden, wenn eine solche Struktur als Erreger einer Spiegelantenne verwendet werden soll.
Entsprechend muß eine logarithmisch-periodische Antenne im Kurzwellenbereich schräg zum reflektierenden Erdboden gerichtet werden, um einen konstanten Strahlungswinkel zu erreichen.

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